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编辑:华体会体育-官方网站时间:2022-09-02 21:30点击量:156

  RegulatorModule电压调整模块(Voltage,ributedPowerSystemVRM)是分布式电源系统(Dist,)中的核心部件DPS)(图1,供电的负载旁它紧靠在需要,要独立调节输出电压可根据不同负载需,电流、高稳定度输出实现具有低电压、大,率密度高功,能的高质量电源系统快速响应等优良性。

  电压的不同根据输入,V、48V输入等不同种类VRM可分为5V、12,扑有许多不同之处其相应的电路拓;入间是否隔离根据输出和输,隔离型和隔离型两种VRM又可分成非。前目,用5V输入电压VRM较多地采,载电流越来越大但随着芯片负,用12V或48V总线电压的VRM今后分布式电源系统中将较多地采,给工作站或服务器CPU芯片经变换输出1V左右电压供。

  VRM拓扑作一综述本文对近几年提出的,理和主要特点进行简要介绍对每一种拓扑的结构、原,输入滤波器等新的概念和技术同时介绍了交错并联和内置。

  的Buck电路基础上变化或改进得到非隔离型VRM的拓扑基本上是在传统。采用的同步整流Buck电路图2所示为低压VRM中广泛。ET(其通态电阻很小由于用低压MOSF,Schottky)整流管mΩ级)代替了肖特基(,降低通态损耗因此可大大,M的效率和功率密度从而提高低压VR。

  uck电路中同步整流B,一般取得较大滤波电感L,电路始终工作于电流连续状态以确保负载变化时Buck,电流纹波减小输出,滤波电容值从而减小,体积缩小,的功率密度提高电源。瞬态变化但在负载过

  中程,制了能量的传输速度过大的滤波电感限,量几乎全部由滤波电容提供(或吸收)负载瞬态变化所需要(或产生)的能。流负载情况下特别在大电,电容并联以减小ESR和ESL)必须增加滤波电容(一般采用多,体积增大使电源的,度降低功率密,品的制造成本也增加了产。可见由此,足今后芯片发展对电源的要求同步整流Buck电路难以满。

  路在瞬态响应等方面存在的不足为了克服同步整流Buck电,(Quasi?Square文献[3]提出了一种准方波?

  veWa,方式的拓扑结构QSW)工作。流Buck电路相同该电路结构与同步整,同步整流Buck电路中的L值但其输出滤波电感L远远小于,瞬态响应时间很短使QSW电路的。(图3)可见从工作波形,以实现接近零电压开通开关Q1和Q2均可,iller)效应影响减小使MOSFET的密勒(M,动功耗亦减小[1]开关损耗和栅极驱。存在着许多问题但QSW电路也,L的纹波增大首先由于I,电流有效值增大使流过开关管的,耗增加通态损;出滤波电容滤除纹波其次需要很大的输;使磁性元件的损耗增加再次大的纹波电流亦,于同步整流Buck电路[1][3]使应用QSW拓扑的VRM总体效率低。

  路输出电流的纹波为了减少QSW电,速瞬态响应的要求同时又能满足快,一种交错并联技术文献[3]提出了,路交错并联起来将多个QSW电,纹波电流的目的达到减小输出。和纹波抵消原理示意图图4所示为其原理图。QSW的消纹波效果比较图5所示为多相交错并联。

  可以看到从图5,电路交错并联多相QSW,流开关控制脉冲占空比并合理地选取同步整,输出电流纹波可以明显减小,电路中小得多的滤波电容因此可以用比单相QSW,态和瞬态变化的要求使电路同时满足静;仅可以减小输出电流纹波交错并联QSW电路不,输入电流纹波同时也减小了,波电容减小使输入滤,体积减小电容所占,路的效率提高加上整个电,度提高成为可能使VRM功率密。

  k电路而言对Buc,比M==D其电压转换,一定的条件下在输出电压,压越高输入电,越小则D。空比D与输出电压VO之间的关系曲线图6所示为同步整流开关控制脉冲占,见可,in=12V当输入电压V,=1.0V时输出电压VO,小于0.1占空比D已,性能带来许多问题[1][4]过小的占空比将给电路工作和:

  对称瞬态响应(1)引起不,远差于加载(Stepup)响应性能卸载(Stepdown)响应性能,7所示如图。称工作情况下在这种不对,计输出滤波器等电路参数只能根据卸载瞬态响应设,带来很大困难给参数的优化。

  器整体效率下降(2)引起变换。为硬关断工作方式整流开关管Q1,平均电流条件下在相等的输出,纹波比5V输入电压时大许12V输入电压时的电流多

  8)(图,峰值电流也很大因此关断时的;时同,(Vin-Vout)较大加在Q1两端的关断电压,电压升高所以输入,耗增大关断损,体效率下降使变换器整;管Q2而言对同步整流,的是通态损耗起决定作用。空比条件下在很小的占,波增大电流纹,电流有效值较大使流过Q2的,导通时间很长同时由于Q2,通态损耗增大所以Q2的,整体效率下降也使变换器。

  控制脉冲占空比很小(3)由于开关管,生的消纹波效果不显著因此多相交错并联所产。in=12V当输入电压V,=1.5V时输出电压VO,0.125占空比D=,可以看到从图5,波只消除了大约40%四相交错并联后的纹。进一步降低若输出电压,效果还要差则消纹波。效果越差消纹波的,指标所加的输出滤波电容越大意味着为满足瞬态响应性能,所不希望的这是我们。

  12V或更高时Buck电路的占空比D过小存在以上这些问题的主要原因是在输入电压为,就是如何设法增大D因此解决问题的思路。一种称为抽头电感Buck电路文献[1]和[4]中介绍了,分别如图9、图10及图11所示其电路、等效电路及其工作波形。

  路的电压转换比M==抽头电感Buck电,感的匝比“n”通过设计抽头电,扩展至一个较合理的值可将开关脉冲占空比D。传统Buck电路(n=1)的比较图12为抽头电感Buck电路和,中可见从图,in=12V当输入电压V,.5V时VO=1,的开关脉冲占空比D已扩展至0.222中间抽头电感(n=2)Buck电路,ck电路的2倍接近传统Bu。

  占空比D的扩展由于开关脉冲,多性能优于传统Buck电路使抽头电感Buck电路的许:

  uck电路中②抽头电感B,耗仍是其关断损耗开关Q1的主要损,电路中Q1的损耗小但比传统Buck,电路的效率从而改善了。因为这是,的纹波较小Q1电流,均输入电流时在相同的平,Buck电路时小得多Q1的峰值电流较传统,1的关断损耗因此减少了Q。

  占空比D的扩展③由于Q1脉冲,纹波效果更加显著使交错并联的消。电感Buck电路对n=2的抽头,D从0.125扩展至0.222从图12可见其Q1脉冲占空比,纹波消除已达85%从图5可以读出其,滤波器更小可使输出,更低损耗。

  力随n的增大而增大①开关Q1的电压应,Vin=12V如图13所示(,.5V)VO=1;感存在漏感由于耦合电,的电压尖峰(图11)使Q1关断时承受很大。耐压的MOSFET因此必须选用较高,的通态电阻往往较大而高压MOSFET,态损耗增大使Q1的通。

  力随n的增大而增大②开关Q2的电流应,Vin=12V如图14所示(,1.5VVO=,50A)IO=,取很大的n因此不希望。

  析可以看到从上面分,输入VRM的一个较好的拓扑结构抽头电感Buck电路是12V,电压使它难以被实际采用但由于存在很高的尖峰。种有源箝位耦合Buck电路文献[1][4]提出了一,尖峰电压问题可以解决上述,波形如图15所示其电路拓扑和工作。

  =,=12V当Vin,1.5VVO=,2时n=,.285D=0,ck电路(D=0.222)还大比中间抽头电感(n=2)Bu,电路的工作状况可以进一步改善;电容作用由于箝位,在2(Vin-VO)开关的电压应力被箝位,n变化不随,时约为20V在12V输入,0V的MOSFET作为开关管因此可以选用广泛使用的耐压3,损耗降低使成本和;外此,电流是连续的变换器的输入,入滤波器的尺寸因此可减小输。

  uck电路中由于漏电感所产生的尖峰电压问题有源箝位耦合Buck电路可以解决抽头电感B,电感Buck电路的优点同时改善或保持了抽头,M较好的一种拓扑是12V输入VR,atedMagnetics)技术结合起来将它与交错并联技术和集成磁(Integr,具有高效率可以实现,的12V输入VRM快速瞬态响应性能。仍有不足之处但该电路拓扑,作波形可以看到从图15的工,的输入电流存在较严重的突变有源箝位耦合Buck电路,di/dt较大即某些时段的。此因,k电路的输入端加滤波电路必须在有源箝位耦合Buc;时同,存在电流突变问题该拓扑的输出端也,的电流有效值增加使输出滤波电容,华体会体育在线登录入口-官网降低效率,命缩短使用寿;电感(ESL)的存在由于滤波电容等效串联,起输出电压的开关噪声输出电流的突变还会引。

  电流突变问题为了解决上述,引入至上述有源箝位耦合Buck电路中文献[5]将内置输入滤波器概念[6],位耦合Buck电路提出了改进的有源箝,6所示如图1。

  感所形成的输入滤波器作用由于箝位耦合电容CS与漏,电流的变化比较平缓使输入电流和输出,加输入滤波器的尺寸因此可大大减小外,器而直接利用内置滤波器甚至可以不要外加滤波,元件的数目从而减少。

  和瞬态响应要求的不断提高随着计算机芯片对电源容量,)分布式电源系统将难以满足要求现在被广泛采用的低压(如5V,)分布式电源系统所取代会逐渐被高压(如48V。电源系统相比较与低压分布式,有许多显著优点[7]高压分布式电源系统。

  论我们知道从前面的讨,难被应用到高压VRM中低压VRM的电路拓扑很。降压变压器的隔离型电路拓扑因此高压VRM一般采用具有,压和隔离双重作用降压变压器起着降。

  输出VRM而言对低压大电流,个电路的效率起着主要作用副边变换器的功率损耗对整,此因,的转换效率为提高电路,边变换器的损耗必须努力降低副,和变压器的绕组损耗特别是整流器损耗。替换肖特基整流器可以减少整流器损耗用同步整流器(低压MOSFET);小副边绕组电阻和流过的电流有效值而降低变压器的绕组损耗必须努力减。结构可以减小绕组电阻合理选择绕组和变压器,er)拓扑可以减小副边电流的有效值[8]采用倍流器(Current?Doubl。输出相适应与倍流器,的推挽变换器、半桥变换器和全桥变换器变压器原边一般采用具有对称工作方式。

  Rectifier)输出的传统推挽变换器及其主要工作波形图17所示为倍流整流电路(CurrentDoubler。

  是当开关管关断(对Q1而言传统推挽变换器的最主要问题,on)时t=t,的尖峰电压加在管子两端变压器的漏感产生很大,器的工况相同这与反激变换。这一问题为了解决,ush?PullForward)变换器文献[7]提出一种新型的推挽正激(P,作波形如图18所示其原理图和主要工。

  换器电路相比较与传统推挽变,引入了一个箝位电容C推挽正激变换器电路中。ton期间在t=0~,导通Q1,截止Q2,过Q1加在绕组1上输入电压Vin通,于Vin)则加在绕组2上而电容C上的电压VC(等,个正激电路并联工作这时电路就象是两。关断后当Q1,反并二极管导通续流漏感电流使Q2的,的端电压箝位在2Vin而电容C将开关管Q1,低的开关管以降低通态损耗因此可以选用额定电压较。

  器为一个二阶系统该推挽正激变换,较简单其控制,响应快瞬态;的转换效率它具有较高,很容易集成在一起[9]而且变压器和电感可以,换器的功率密度从而大大提高变。

  近最,念[6]引入至推挽正激变换器中文献[10]将内置输入滤波器概,推挽正激变换器提出了改进型,9所示如图1。电流与推挽正激变换器中的相同这一新拓扑中的开关电流和绕组,几乎是平坦的但输入电流却,两个绕组且有纹波抵消作用这是由于输入电流同时流过,波器的作用[6]这正是内置输入滤。入滤波器尺寸可以大大减小改进型推挽正激变换器的输,漏感作为输入滤波器或直接利用变压器的,元件集成在一起且可与其它磁,大提高[10][11]使变换器的效率得到大。

  有许许多多VRM拓扑,点和适用的工况每种拓扑有其特。整流Buck电路交错并联将准方波工作方式的同步,输出电流纹波可大大降低,滤波器的尺寸从而减小输出,高效率、高功率密度的要求同时满足快速动态响应和;耦合电感通过自,开关管的占空比可以拓展整流,瞬态响应性能改善电路的,整体转换效率提高变换器;制漏感引起的尖峰电压有源箝位电路可以抑,件的电压应力减少开关器,低电路损耗同时亦可降;念引入VRM拓扑中将内置输入滤波器概,成磁技术并利用集,善电路工况可进一步改,波器尺寸减小滤。

  进或新拓扑结构的提出目前VRM拓扑结构改,率、高密度和快速瞬态响应的要求其基本思想是如何满足VRM高效,术在内的集成封装技术的运用同时非常重视包括磁集成技,拓扑结构性能优劣的一个重要因素并将能否采用集成技术作为判断,究VRM技术的努力方向因此这应成为我们今后研。

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